DCDC開關(guān)電源通過減小電感寄生參數(shù)降低電磁干擾（EMI）

同步降壓轉(zhuǎn)換器中的高頻傳導(dǎo)發(fā)射和輻射發(fā)射是由于場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOSFET）開關(guān)過程中產(chǎn)生的瞬態(tài)電壓（dv/dt）和瞬態(tài)電流（di/dt）所引起的。這種電磁干擾（EMI）在設(shè)計(jì)和認(rèn)證周期中是一個(gè)日益棘手的問題，尤其是考慮到場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOSFET）開關(guān)速度的提高。本文指出了功率級(jí)電感寄生參數(shù)在EMI產(chǎn)生中的重要作用，并提出了最小化這些參數(shù)以減少寬頻段帶EMI的建議。

具有高斜率電流的關(guān)鍵轉(zhuǎn)換器環(huán)路

功率級(jí)緊湊且優(yōu)化的布局可以降低電磁干擾（EMI），從而更容易滿足要求。在電路板布局時(shí)，一個(gè)關(guān)鍵步驟是精確定位高斜率電流環(huán)路，同時(shí)要注意識(shí)別由布局引起的寄生電感或雜散電感，這些電感會(huì)導(dǎo)致噪聲過大、過沖、振鈴和地彈。

同步降壓轉(zhuǎn)換器中高側(cè)場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOSFET）Q1的開啟情況。原本從同步MOSFET Q2的源極流向漏極的電流逐漸降至零，而Q1中的電流增加到電感電流水平。因此，圖1中用紅色陰影標(biāo)記并標(biāo)注為“1”的環(huán)路被指定為高頻開關(guān)功率環(huán)路（或“熱”環(huán)路）。相比之下，流過電感LF的電流主要是直流電，疊加有三角波形的紋波。電流的變化率本質(zhì)上受到電感的限制，并且由串聯(lián)連接產(chǎn)生的任何寄生電感基本上是良性的。環(huán)路2和3被分類為功率MOSFET的門極環(huán)路。具體來說，環(huán)路2代表由自舉電容器CBOOT供電的高側(cè)MOSFET的門極驅(qū)動(dòng)器。同樣，環(huán)路3對(duì)應(yīng)于由VCC供電的低側(cè)MOSFET的門極驅(qū)動(dòng)器。在每個(gè)情況下，門極開啟和關(guān)閉的電流路徑分別由實(shí)線和虛線表示。

寄生電感

通常，場(chǎng)效應(yīng)晶體管（MOSFET）的開關(guān)行為及其對(duì)波形振鈴、功耗、器件應(yīng)力和電磁干擾（EMI）的影響與功率環(huán)路和門極驅(qū)動(dòng)電路的寄生電感相關(guān)。圖2全面展示了由元件放置、器件封裝和PCB布局布線產(chǎn)生的寄生元件，這些寄生元件會(huì)影響同步降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)性能和EMI。

有效的高頻功率環(huán)路電感LLOOP是總漏極電感LD和由輸入電容器和PCB走線的串聯(lián)電感以及功率MOSFET封裝電感產(chǎn)生的共源電感LS的總和。正如預(yù)期，功率環(huán)路電感與圖1中紅色陰影區(qū)域所示的輸入電容器-MOSFET環(huán)路布局幾何形狀高度相關(guān)。

同時(shí)，門極環(huán)路自感LG包括MOSFET封裝和PCB走線布線產(chǎn)生的集中貢獻(xiàn)。檢查圖2可以發(fā)現(xiàn)，Q1的共源電感在功率環(huán)路和門極環(huán)路中同時(shí)存在。它增加了開關(guān)損耗，因?yàn)楣β虱h(huán)路的電流變化率（di/dt）會(huì)產(chǎn)生負(fù)反饋電壓，從而阻礙柵源電壓的上升和下降時(shí)間。導(dǎo)致器件應(yīng)力增加的另一個(gè)因素是Q2的共源電感，它在體二極管反向恢復(fù)期間會(huì)導(dǎo)致低側(cè)MOSFET意外導(dǎo)通。

EMI頻率和耦合模式

表1中列出了同步降壓轉(zhuǎn)換器激發(fā)和傳播電磁干擾（EMI）的三個(gè)大致界定的頻率范圍。在MOSFET開關(guān)過程中，換向電流的斜率可能超過5 A/ns，此時(shí)僅2 nH的寄生電感就會(huì)導(dǎo)致10 V的電壓過沖。此外，功率環(huán)路中具有快速開關(guān)邊沿和前沿諧振振鈴的電流波形富含諧波成分，對(duì)磁場(chǎng)耦合和輻射EMI構(gòu)成了嚴(yán)重威脅。

表1. 變頻器EMI頻率分類

為了了解開關(guān)（SW）電壓波形的諧波頻率幅度，我們可以考慮一個(gè)具有有限上升和下降時(shí)間的周期性梯形脈沖輸入（如圖3所示）。通過傅里葉分析，可以看出諧波幅度包絡(luò)是一個(gè)雙sinc函數(shù)，其角頻率f1和f2取決于時(shí)域波形的脈沖寬度和上升/下降時(shí)間。對(duì)功率環(huán)路中的瞬時(shí)電流也可以進(jìn)行類似的分析。

已確定的三條主要噪聲耦合路徑為：

• 通過直流輸入線傳導(dǎo)的噪聲；

• 功率環(huán)路中的磁場(chǎng)耦合；

• 開關(guān)節(jié)點(diǎn)銅表面的電場(chǎng)耦合。

功率環(huán)路電感LLOOP會(huì)增加MOSFET的開關(guān)損耗和漏源電壓峰值尖峰。它還會(huì)加劇開關(guān)電壓振鈴，影響50至200 MHz范圍內(nèi)的寬帶電磁干擾（EMI）。顯然，最小化功率環(huán)路的有效環(huán)路長(zhǎng)度和封閉面積至關(guān)重要。這可以減少寄生電感和磁場(chǎng)自相抵消，并有助于減少實(shí)際上為環(huán)形天線結(jié)構(gòu)的部件發(fā)出的磁耦合輻射能量。

傳導(dǎo)噪聲耦合最可能發(fā)生在轉(zhuǎn)換器的輸入端，因?yàn)榄h(huán)路電感和輸入電容器串聯(lián)電感（ESL）的比值決定了濾波效果。減小LLOOP會(huì)增加輸入濾波器的衰減要求。幸運(yùn)的是，如果濾波器電感具有較高的自諧振頻率（SRF），并且從開關(guān)到輸出電壓網(wǎng)絡(luò)（VOUT）提供高傳輸阻抗，則傳導(dǎo)到輸出的噪聲將最小。此外，低阻抗輸出電容器還可以進(jìn)一步濾除輸出噪聲。

等效諧振電路

SW電壓波形，MOSFET開關(guān)過程中儲(chǔ)存的寄生能量會(huì)激發(fā)諧振。右側(cè)包含了用于分析開關(guān)行為的簡(jiǎn)化等效電路。在上升沿和下降沿期間，分別可以明顯看到開關(guān)電壓高于VIN的過沖和低于地（GND）的下沖。振蕩幅度取決于環(huán)路內(nèi)部部分電感的分布，而隨后的振蕩則由環(huán)路的有效交流電阻阻尼。這增加了MOSFET和柵極驅(qū)動(dòng)器的電壓應(yīng)力，并且與寬帶輻射電磁干擾（EMI）的中心頻率相關(guān)。

請(qǐng)注意，諧振期間的兩個(gè)重要方面是諧振頻率和該諧振下的損耗或阻尼系數(shù)。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過最小化功率環(huán)路電感來盡可能提高諧振頻率。這樣可以減少儲(chǔ)存的無(wú)功能量并降低諧振峰值電壓。此外，由于趨膚效應(yīng)，阻尼系數(shù)在較高頻率下會(huì)增加。

減小EMI從原理圖開始

在進(jìn)行PCB布局之前研究電源控制器原理圖時(shí)，通常方便的做法是突出顯示高電流走線、高dv/dt電路節(jié)點(diǎn)以及對(duì)噪聲敏感的網(wǎng)絡(luò)，如圖5所示。此示例顯示的是一個(gè)用于噪聲敏感型汽車應(yīng)用的2.2 MHz轉(zhuǎn)換器，它采用了電流模式同步降壓控制器，如德州儀器（TI）的LM5141-Q1。

減小PCB布局中產(chǎn)生的EMI

通過注意元件布局來最小化環(huán)路物理尺寸是降低電源環(huán)路阻抗的關(guān)鍵。噪聲耦合還取決于場(chǎng)分布和方向，因此，PCB內(nèi)層的設(shè)計(jì)也至關(guān)重要。

通過使用最小介電厚度，使接地平面盡可能靠近開關(guān)環(huán)路，從而建立一個(gè)無(wú)源屏蔽層（如圖6所示）。頂層上的水平電流流動(dòng)形成了垂直磁通模式。由此產(chǎn)生的磁場(chǎng)在屏蔽層中感應(yīng)出與開關(guān)環(huán)路中電流方向相反的電流。根據(jù)楞次定律，屏蔽層中的電流會(huì)產(chǎn)生一個(gè)磁場(chǎng)來抵消原始磁場(chǎng)。結(jié)果是H場(chǎng)自我抵消，相對(duì)于環(huán)路面積所暗示的情況，寄生電感降低。

在第二層上有一個(gè)不間斷的連續(xù)屏蔽平面，且該平面靠近開關(guān)環(huán)路，這為增強(qiáng)射頻（RF）能量抑制提供了最佳性能，其重要性不言而喻。在PCB疊層規(guī)范中規(guī)定了低層間z軸間距，例如，使用5mil的核心介電材料。為了避免通孔，確保所有噪聲電流都留在頂層，從而最大限度地提高屏蔽層的有效性。

針對(duì)電磁干擾（EMI）的預(yù)防措施還強(qiáng)調(diào)了要減小開關(guān)（SW）節(jié)點(diǎn)銅質(zhì)區(qū)域的面積，以減少與開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓高dv/dt擺幅相關(guān)的電容耦合。開關(guān)節(jié)點(diǎn)的銅質(zhì)填充應(yīng)短而寬。在開關(guān)節(jié)點(diǎn)下方設(shè)置完整的接地平面會(huì)使開關(guān)到地的寄生電容略有增加，但對(duì)于多層堆疊的PCB而言，仍建議這樣做，以降低電耦合輻射能量。在電感器下方的頂層保持銅質(zhì)填充的禁止區(qū)域，以最大程度地減少?gòu)拈_關(guān)到輸出電壓（VOUT）的電容耦合。

利用控制器的功能減輕電磁干擾

當(dāng)PCB布局確定后，在處理后期設(shè)計(jì)階段的電磁干擾（EMI）時(shí)，同步降壓控制器中集成的各種降噪功能最為有用。例如，LM5141-Q1包含非對(duì)稱柵極驅(qū)動(dòng)擺率控制、外部時(shí)鐘同步、內(nèi)部振蕩器以及動(dòng)態(tài)頻率跳變功能，以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)調(diào)整，從而避免影響汽車系統(tǒng)中的敏感調(diào)幅（AM）無(wú)線電頻段。在同步過程中，或在將DEMB/SYNC引腳拉低以減少噪聲和射頻（RF）干擾時(shí)，會(huì)禁止輕載下的脈沖跳變。為了提高可靠性，該器件的額定值能夠承受-5V的負(fù)開關(guān)節(jié)點(diǎn)和柵極驅(qū)動(dòng)瞬態(tài)，持續(xù)時(shí)間最長(zhǎng)可達(dá)20納秒。

為了進(jìn)一步降低EMI特征，采用了一種稱為抖動(dòng)的新型擴(kuò)頻調(diào)頻（SSFM）技術(shù)，該技術(shù)可以分散開關(guān)信號(hào)的頻譜能量。根據(jù)CISPR 25第五類汽車規(guī)范，圖7顯示了在使用LM5141-Q1啟用擴(kuò)頻時(shí)，傳導(dǎo)發(fā)射得到了顯著改善。

總結(jié)

同步降壓轉(zhuǎn)換器通常工作頻率在3 MHz以下，但會(huì)產(chǎn)生高達(dá)1 GHz的寬帶噪聲和電磁干擾（EMI）。從原理圖中了解關(guān)鍵的轉(zhuǎn)換器開關(guān)回路，并在PCB設(shè)計(jì)過程中盡量減少這些回路面積，從而對(duì)減少傳導(dǎo)和輻射EMI至關(guān)重要。在PCB不能重新布局的后期設(shè)計(jì)階段，可以利用控制器集成的EMI緩解技術(shù)（如抖動(dòng)和擺率控制）的功能也是一種方法。